一种适应高频和宽变化占空比的场效应功率管驱动电路研究

# 技术文库 2013-02-04 11:55 来源：中国电力电子产业网

　　摘要：分析了高开关频率SPWM 逆变器对门极驱动电路的要求，研究了一种基于磁耦合的场效应管驱动电路，该电路能够

　　在占空比大范围变化和工作频率较高的情况下保证驱动波形符合要求。该电路提供了完全的电气隔离，毋需辅助电源。着重

　　叙述了其工作原理和关键参数的设计。实验表明，该电路克服了传统磁耦和光耦驱动的不足，具有较好的实用性。

　　关键词：SPWM 逆变器;MOS管驱动电路;宽变化占空比整流器晶闸管 igbt

　　一、引言

　　逆变器已广泛应用于交流电气传动，UPS 等技术领域。正弦波逆变器采用SPWM 控制方法，用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM 波形即SPWM 波来控制逆变电路中开关器件的通断。从原理上看，SPWM开关频率越高，输出波形失真越小，低次谐波含量越小，滤波器的体积就可以大大减小。高开关频率工作的逆变器存在功率管驱动的难题。通常，在高开关频率场合，驱动电路可以采用磁耦隔离技术[1]，然而，SPWM 逆变器的功率管占空比在接近0-100%的宽范围内变化，磁耦难以实现。光耦合驱动可以传递宽变化范围的占空比，但由于光耦的延时问题，对高频信号存在较大的失真。虽然高速光耦可以传递较高频率的信号，但高速光耦的抗干扰性一般较低，且采用光耦隔离时，需要多路的隔离驱动电源。

　　针对高开关频率(80kHz 及以上)SPWM 逆变器中功率场效应管的驱动需求，本文研究了一种适应高频和宽变化范围占空比的场效应管驱动电路，分析了其工作过程和主要参数的设计，最后给出了实验波形，验证了该驱动电路具有的优点。

　　二、高频 SPWM 逆变器中MOSFET 对驱动电路的要求

　　能适应80kHZ 及以上开关频率要求的高频SPWM逆变器采用场效应功率晶体管MOSFET 为功率元件。高频SPWM 逆变器中的MOSFET 对驱动电路的要求为：

　　1) 触发脉冲要具有足够快的上升沿和下降速度，即脉冲前后沿要求陡峭[2];

　　2) 为保证开关管管可靠导通，触发脉冲电压要高于管子的开启电压。同时，导通期间，MOSFET 栅源极电压要保持稳定;

　　3) 关断瞬间，驱动电路需要提供一个低阻抗的通路使得MOSFET 栅源极间电容电压能快速泄放，以保证快速关断;

　　4) 为防止误导通，关断时，驱动电路应能够提供一定的负压;

　　5) 驱动电路结构要简单可靠，损耗小，同时为解决上桥臂浮地的问题，应有电气隔离能力;

　　6) 能够工作在较高的开关频率;

　　7) 能够低失真地传输脉宽变化范围宽(接近0-100%)的脉冲信号。

　　三、驱动电路原理和参数设计

　　3.1 电路原理

　　本文研究的驱动电路是基于对参考文献[3][4]中设计实例的改进，其基本结构如图1 所示。该驱动电路的基本思想是将一个驱动脉冲信号上升沿和下降沿转换成两个窄脉冲，通过变压器将其耦合到次级进行重构，从而还原驱动信号。

　　输入端输入PWM 波，由反相器整形输出电压U1。U1 上升沿通过RC 微分电路产生窄脉冲(U2)，经过图腾柱(U4)提供足够大的电流给电容进行充电，使Q1 快速导通，引起变压器原边两端电压变化，传递到副边。由于Q3 和Q4 分别采用PNP 型和NPN 型管子，此时副边电压为负，则Q4 导通，Q3 截止，变压器副边电压通过Q4 和Q3 的反并联二极管流过电流，所驱动的开关管Q5 输入电容放电并反向充电至稳压管限制的-15V(Uo)。

　　当窄脉冲消失，原边通过并联的二极管电阻支路进磁复位，副边会产生反压，合理设计参数可以保证此反压不致让开关管Q3，Q4 导通，反压消失后，副边两端电压为0，两开关管均截止，则Q5 栅极电流为零，输入电容上电压维持在-15V，保持关断。在U1 的下降沿来到时，电路工作原理类似(参见U3，U5，U78)，Q5 栅极电容正向充电至15V，保证可靠开通。

　　由于Q1 和Q4 传送窄脉冲，此驱动电路有快的上升和下降沿，因此即使对较高开关频率，也可以获得很大的占空比变化范围。

　　该电路中副边不使用单独隔离的电源，简化了电路，但是带来很大问题是在不加驱动时，所要驱动的开关管是门极高阻状态[4]。这样在驱动诸如全桥电路的下管时，门极高阻意为着会由于寄生电容充放电引

　　发误导通，使电源直通而烧坏。同时，在实际电路应用中，也可能会出现占空比为0 或1 的极限情况相当于开关频率非常低的情况，因此需要解决这样的一个问题。

　　考虑的解决方法是引入辅助电路，在需要长通(常闭)的时候，隔一段时间就给电路一个单独的上升沿(下降沿)，在所驱动开关管电容未放完电之前再给其进行充电，使其输入电容能够保持定量的电荷，从而维持保持+15V(—15V)状态。这里涉及到驱动开关管输入电容的维持时间，不同的开关管有不同的参数。该辅助电路可以通过一个简单的基于555 定时器的振荡电路来实现，如图3 电路所示。图3 电路中，将555 定时器低触发端(2 脚)和高触发端(6 脚)与电容C9 相连;集电极开路输出端

　　(7 脚)通过R12 与电容相连;外界控制输入端(5 脚)经0.01uf 电容接地。上电时，C9 上电压不能突变，则输出为高。Vcc通过R13 给电容，当电压充到到2/3Vcc 时，输出为低，　555 定时器内部放电管TD 导通(TD 集电极与7 脚相连)，C9 通过R12 和TD 放电，电压降到1/3Vcc，输出为低，，放电管TD截止，C9 又开始充电。如此重复，输出端(3 脚)输出连续的矩形脉冲。PWM 信号经过C7、R9、R10 构成微分电路连到三极管Q10 的基极，其集电极与555 定时器5 脚相连构成一个复位电路。PWM 波的输入信号及其反向信号分别与555 定时器的5

　　脚接到两个与非门的输入端。当给定的PWM 波为常高(常低)时，Q10 不导通，555 定时器产生连续矩形波信号。此时PWM 经过非门为低(高)，则(Ton)这路不工作，Ton(Toff)路工作。Usqu 经过微分电路产生固定周期窄脉冲，传递到副边，Q3(Q4)导通，定时给开关管栅源电容补充电荷，从而维持电压。当PWM 波为普通的脉冲时，通过微分电路产生固定频率窄脉冲使Q10 导通，当C9 上电荷还未达到2/3Vcc 时，就通过Q10 接地释放掉，则3 脚输出始终为高，接到与非门的输入端对PWM 波无任何影响。

　　3.2 关键参数设计

　　1.振荡电路设计。

　　需要根据实际测算开关管电容维持时间设为T,则1/ f < T ， f 为振荡器的振荡频率。据此设计555振荡电路的充放电电阻和电容。

　　2.复位电路设计

　　三极管只需符合电压电流定额，这里三极管选取9013，结合振荡器的振荡频率，要使得振荡器复位(9013 导通)，微分电路产生窄脉冲的时间要足够使C9 上的电量全部放掉。

　　3.微分电路设计

　　窄脉冲时间设为T, T 的大小由微分电路R,C 决定,近似为T=RC，脉冲时间至少要大于驱动管的开通时间。

　　4.副边充电电路设计

　　假设所驱动的开关管输入电容Ciss，反馈电容为Crss，上升时间为tr，关断时应力是UDC，需满足在这段时间内从-15V 到+15V，可粗略计算得需要的驱动电流为：

　　四、实验波形

　　采用上面的电路，实验中所驱动的MOSFET 管为英飞凌公司的SPW47N60C。合理设计参数，得到以下实验波形。输入PWM 波幅值为3.3V。其中u1 为输出波形，u2 为输入波形。

　　图4 为开关频率为20、50、80、100kHz 情况时输入和输出的PWM 波形。可以看到管子开通时，驱动电路提供的基极电流由快速的上升沿，并一开始有一定过冲，以加速开通。而在MOSFET 管截止时，驱动电路提供了足够的基极反向驱动，并提供了负的栅源电压，使MOSFET 能够快速关断。当开关频率达到100kHz 甚至更高的情况下，该驱动电路依然能够低失真度地传输占空比。将波形展开，如图5 所示。

　　可以看到从PWM 波输入到管子上的驱动波形，具有较短的延时时间，其上升沿和下降沿延时分别约为0.6us 和0.4us，要优于一般的驱动电路,足以保证控制的精度。同时，当开关频率为100kHz 时，经实验测定驱动电路消耗约2W 的功率。而当开关频率较小的时候，相当于在很长时间里，传输的是0 或1 的占空比，该驱动工作在开关频率低至几百赫兹的波形如图6 所示。