摘要 针对二极管不控整流和相控整流电流波形畸变严重、谐波分量大、功率因数低等问题，建立了三相PWM 整流器的低频等效数学模型，设计了电压、电流双闭环PI 控制器，制定了合理的PWM 控制策略，并通过实验对整流器模型、控制器和控制策略进行了验证。实验结果表明，本文设计的整流器交流侧电压和电流波形基本同相，即网侧功率因数高。说明PI 控制器的稳定性较高，控制策略设计合理。

　　关键词：PWM 整流器 高功率因数 PI 控制器 调制策略

　　Three-Phase High Power Factor Rectifier Based on STM32

　　Song Jiancheng1 Liu Guorui1 Fu Junqing2 Song Yufeng2 Fan Zhijian3 Huang Baozhu3

　　Abstract In order to solve the problems in uncontrolled diode rectifier and phase-controlledrectifier such as current serious distortion, multi-harmonic and low power factor, a low-frequencyequivalent mathematical model of three phase PWM(pulse width modulation)rectifier is established andthe voltage-current dual loop PI(proportion integral)controller and, a reasonable PWM modulationstrategy is designed based on the model in this paper. In addition, the model, controller and modulationstrategy are verified through actual experiments and it is shown by the experiment results that AC-sidevoltage and current waveforms are almost in the same phase, that is higher AC-side power factor. Inother words, PI regulator and control strategy are practicable and reasonable.

　　Keywords：PWM rectifier, high power factor, PI controller, modulation strategy

　　1 引言

　　计算机控制技术在电力设备控制和保护中的应用越来越广泛，用电设备对供电质量的要求也越来越高，高性能UPS 的使用越来越受到用户的青睐。而传统的二极管整流和晶闸管相控整流装置输入功率因数低、谐波分量高，给电网带来了极大的污染，严重影响周围负荷的正常运行。鉴于此，文献[1-2]较为系统地建立了PWM(pulse width modulation)整流器的时域模型，并将时域模型分解成高频、低频等效模型，且给出了相应的时域解，但两文献均没有将这些模型用于实际控制。数字化控制的PWM整流器，不仅可以实现输出直流电压平稳可调，而且可以实现交流输入侧功率因数为任意值。

　　本文采用PWM 整流器的低频等效数学模型[4]，设计了电压电流双闭环PI 调节器，制定了控制策略，并实验验证了模型和控制系统设计的正确性。

　　2 三相VSR 的低频等效模型及控制原理

　　三相VSR(voltage source rectifier)的电路拓扑结构如图1a 所示，其交流侧等效电路如图1b 所示。其中Ea、Eb、Ec 为整流桥三相输入电源电压，L 为储能滤波电感，R 为线路等效电阻。

　　图1 三相半桥整流器拓扑及交流侧等效电路图

　　Fig.1 Topology of three-phase half-bridge rectifier and

　　equivalent circuit of rectifier AC side

　　若忽略PWM 脉宽等效误差，则整流器输入电压uik 和控制电压uck 的关系为

　　当忽略高次谐波，假定三相电网输入电压和整流器三相控制电压均为工频正弦波且三相对称时，根据图1b 所示的等效电路，可得三相PWM 整流器的低频等效方程为

　　由式(2)可知，PWM 整流的实质[7]就是通过调节调制电压uca，ucb，ucc 的相位和幅值来改善整流器输入电流的品质和象限，从而实现整流器的四象限运行[9-10]。

　　3 控制器设计

　　三相VSR 高功率因数整流器控制系统的设计，本文采用电流、电压双闭环控制策略[8]，即电流内环和电压外环。电流内环的作用是按照电压外环输出的电流指令进行电流控制，实现单位功率因数正弦电流控制;而电压外环的作用主要是控制直流侧输出电压。

　　3.1 电流内环设计

　　不考虑电网电压扰动时的电流内环等效结构框图如图2 所示。图2 中kip 为电流内环比例调节增益;kpwm 为PWM 桥路等效增益;Ts 为电流内环采样周期。

　　当考虑电流内环需要较快的跟随性能时，可按典型І 型系统设计电流调节器，从图2 可以看出只需以PI 调节器零点抵消电流控制对象传递函数即可，即τ i=L/R。校正后的电流内环开环传递函数为

　　由典型І 型系统参数整定关系，取系统阻尼比ξ =0.707 时，则

　　求解得

　　式(5)、式(6)即为电流内环PI 调节器控制参数的计算公式。另外，电流内环的闭环传递函数为

　　式(7)表明，电流内环按照典型І 型系统[1-3]设计时，可以近似等效成一个惯性环节，其惯性时间常数为3Ts。

　　3.2 电压外环设计

　　电压外环控制的目的是为了稳定三相VSR 直流侧电压Udc，简化控制系统的设计，当开关频率远高于电网电动势基波频率时，可忽略PWM 谐波分量，即只考虑开关函数的低频基波分量，令三相电网基波电动势为

　　对于单位功率因数正弦波电流控制，整流桥交流侧三相电流和三相电网电压同频同相，即三相网侧电流为

　　忽略高次谐波分量时，开关函数的低频等效模型方程为

　　电压信号的采样延时相当于在控制系统中增加一个延时环节，如图3a 所示。

　　暂不考虑iL 的扰动，且将0.75mcosθ 用该环节的最大比例增益代替，再合并小时间常数Ts 项，可得三相VSR 电压外环控制简化系统结构图。图3b 中：kvp 为电压环比例调节增益，τ v 为电压环采样小时间常数，Ts 为电流内环采样周期;由图3b 可得电压外环开环传递函数

　　电压外环的主要控制作用是稳定三相VSR 直流电压，故其控制系统整定时应重点考虑电压环的抗干扰性能，因此按照典型Ⅱ型系统[1-3]设计电压调节器，那么

　　综上，根据式(15)即可确定PI 调节器的基本参数，在实验中再进行微调就可以得到一组最优PI参数，避免了PI 参数选择的盲目性。

　　4 基于STM32 的PWM 整流实现

　　4.1 SPWM 波生成

　　本设计采用的控制芯片为STM32F103VB[11]，它内置了专门用于电动机控制的高级定时器Timer1，给PWM 整流提供了极大的方便。如图4所示，当定时器工作在连续增减计数模式，计数寄存器中的数值变化轨迹就是等腰三角形，相当于产生了一系列等腰三角波。不对称规则采样法[5-6]就是用阶梯波去逼近正弦波，每个载波周期采样两次，即在三角波的顶点和底点采样，此方法形成的阶梯波与正弦波逼近程度更高，所以谐波分量的幅值更小。

　　图4 中，tc 为三角载波周期，t1，t2 分别是两次采样时刻，它们决定了SPWM 波上的开启时间ton1，ton2 及脉宽ton

　　4.2 中断服务程序流程图

　　中断服务程序是系统软件设计的主体部分，如图5 所示。本设计中采用高级定时器上溢中断进入中断服务程序，主要包括：电网同步相位实时计算、电压外环直流电压平均值计算、电流内环定时器比较寄存值计算及相应的容错补偿处理。

　　5 实验验证

　　5.1 系统硬件结构

　　图6 为实验硬件系统实物图。主要功能模块包括：整流桥网侧电压、电流检测电路;电网电压相位检测电路;直流侧电压检测电路;IGBT 驱动模块电路;三相半桥IGBT 功率模块。实物图中主要构成部件包括：6kVA 隔离变压器;三相输入工频铁心电抗器;IGBT 及驱动板块(贴近散热器);控制主板(CPU 部分);直流平波电抗器;显示通信用320×240 触摸屏;20Ω、9kW 电阻负载。

　　5.2 实验结果

　　本设计按照项目要求，搭建了9kVA 整流实验平台，输入三相电压有效值220V，频率50Hz，滤波储能电感3mH，直流母线电容4 000μF，开关频率6kHz，图7 为用泰克TDS2014B 测试的实际运行电压电流波形;图8 为用电能质量分析仪FLUKE434 测试的实际运行实验数据。为系统在额定功率9kVA 的实际测试结果。

　　对比图7a、7b 可以看出二极管整流时交流侧电流波形出现了严重失真，电流波形甚至已不再连续，这是因为三相桥式不控整流是六脉波整流，二极管的切换顺序只是根据三相电网之间线电压的大小关系自然切换，输出直流电压为交流侧线电压的包络线。而SPWM 整流，通过电压电流双闭环控制，实时检测直流侧电压的波动和交流侧电流的跟踪情况，不断调整输出占空比，即改变三相调制电压的大小和相位，使整流器输出直流电压趋于稳定，且能根据负载的变化快速调整输出值，交流输入电流波形接近正弦，快速跟踪电源电压相位，实现高功率因数整流。

　　从图8a 可以看出，SPWM 整流网侧功率因数(PF)通过双闭环电流跟踪控制已经达到了0.97，远高于普通的三相二极管整流电路的功率因数(0.7左右)。图8b 为交流输入侧电流总谐波畸变率(THD)测量结果，大小为3.3%，小于国家规定标准5%，远低于二极管整流时的THD(35%左右)。

　　6 结论

　　本文通过对高功率因数整流器控制策略的研究及实际实验验证，并与二极管不控整流进行了对比，得出：①与传统的二极管整流相比，本文设计的SPWM 整流器电流跟踪速度快，输入功率因数高，谐波含量低。②控制器设计合理，调制方法得当，运行可靠稳定，为高功率因数整流器的实现提供了理论和实践依据。

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