混合式控制全桥LLC谐振变换器的优化研究

# 技术文库 2013-02-02 10:30 来源：中国电力电子产业网

　　摘要：本文基于混合式控制全桥LLC 谐振变换器给出了其合理的设计和优化方案，并通过实验验证了方案的有效性。针对于宽输入电压及宽负载变化的应用场合，采用变频和移相控制相结合的控制方式，克服了单种控制方式下变换器在全电压输入范围内效率难以优化的缺点。控制电路简单，采用移相全桥控制芯片UCC3895 及少量外围电路即能实现。并且在该控制策略下，变换器依旧能够实现全负载范围内所有开关管的ZVS，且副边整流管均为ZCS 关断，有效地减小了变换器的损耗。文中介绍了两种分析方法(时域分析法和基波简化法)，并综合利用了两种方法来帮助变换器的设计。

　　关键词：LLC 谐振全桥变频移相混合式控制整流器 igbt

　　1 引言新能源

　　在新能源发电系统中，发电单元通常受气候因素影响很大，电力供应不稳定、不连续、输出电压范围较宽。为此通常需要一级DC-DC 变换器将发电单元的输出电压转换为固定电压，以利于后级并网逆变器的优化。

　　在中大功率应用场合，全桥变换器因其开关管电压应力低，且容易实现零电压开关等优点而得到广泛应用。为了适用于宽范围输入电压应用场合，目前已有大量文献在拓扑结构方面做了深入研究，提出了一系列从全桥变换器衍生出来的拓扑结构 [1-3]。虽然通过拓扑变化的方式实现了宽输入的应用，但是它们共同的不足就是都需要增加一定的辅助元器件，这就导致了电路复杂度和成本的提高。LLC 谐振变换器可以在全负载范围内实现开关管的ZVS，且能实现副边整流二极管的ZCS，从而减小开关损耗，提高变换效率[4]。频率调制(PFM)控制是其常用的控制方式，在某些特殊应用场合也会采用脉宽调制(PWM)控制[5,6]。文献[7]提出了一种混合式的控制策略，在输入电压较低时变频控制，输入电压较高时移相控制。

　　本文基于该混合式控制的全桥LLC 谐振变换器，给出了其具体的设计及优化方案，并通过实验验证了方案的有效性。

　　2 变换器工作原理

　　图1 给出了全桥(Full-bridge, FB)LLC 谐振变换器主电路、控制电路以及主要工作波形图。如图1(a)所示，FB LLC 谐振变换器包括谐振电感Lr(包括变压器的原边漏感)、励磁电感Lm 和谐振电容Cr。变换器的谐振频率定义为Lr 和Cr 的自然谐振频率：

　　图1(c)为变频(Variable-Frequency，VF)控制模式下变换器的主要波形;图1(d)为移相(Phase-Shift，PS)控制模式下变换器的主要波形。详细的模态分析及控制实现电路的原理分析见文献[7]，这里就不再赘述了。

　　3 输入输出传输比特性

　　为了使变换器在全输入电压范围内稳定地调节输出电压，变换器设计时需要满足一定的输入输出传输比。变换器输入输出电压传输比函数M 定义如下：

　　图2 全桥LLC 谐振变换器的输入输出电压传输比曲线该分析法的优点是非常精确;缺点就是计算比较繁琐，无法得到具象的传输比表达式。

　　4 变换器的优化设计

　　混合式控制策略如图3 所示，当输入电压较低时工作于VF 模式，随着电压升高，开关频率逐渐升高，当达到谐振频率fr 之后保持频率不变，此后进入PS模式。也就是说两种控制模式的切换点是工作于谐振频率点的，此时输入输出传输比为1，即切换点输入电压Vin_cross 等于nVO。通过合理的选取两种控制的切换点输入电压Vin_cross，以及对谐振元器件Lr、Cr、Lm的优化设计，就能够实现变换器效率的优化。

　　4.1 切换点电压选取

　　当变换器工作于切换点时，此时效率是最高的。这是因为，对于变频模式而言，此时变换器工作于谐振频率点，能量直接传输，效率最高;而对于移相模式而言，此时变换器移相角为0，直接能量传输最多，环流损耗较小。相对地，当变换器工作于最小输入电压Vin_min 和最大输入电压Vin_max 时，其效率是最差的。为了避免在最低或最高输入电压条件下出现效率极端恶劣的情况，设计时应竟可能的折中选取切换点电压。具体方法就是通过时域法分析，估算在Vin_min和Vin_max 两点处变换器的损耗，保证两种输入条件损耗相差不大，使得变换器在整个输入电压范围内的效率曲线较为平缓。

　　4.2 谐振元器件的优化设计

　　由于在PS 模式下，占空比D 可以0 到1 的调节故最小传输比Mmin 是始终能够保证的。然而在VF 模式下，变换器的最大传输比Mmax 会受到谐振元器件参数的限制，故以下分析都是基于VF 模式的。之前提到了时域分析法虽然是一种精确的分析方法，但是最后的传输比是关于fN 的隐函数，不能得到具象的传输比表达式，这给设计带来了一定的困难。对于谐振变换器而言，通常会采用另外一种近似分析方法— — 基波近似简化法( First HarmonicApproximation, FHA)[8]。它的思想是将变换器的非线性环节用其基波成分近似替换，从而使变换器线性化。采用基波简化法可以得到变换器的等效电路，如图4 所示。其中Ein 和Eo 均为开关频率基波有效值，Rac 为等效电阻，各参数计算如下：

　　5 实验结果

　　按照上述的设计方法，本文设计制作了一台250~500V 输入3kW 的原理样机，具体参数如下：输入电压Vin = 250V~500V(DC) ; 输出电压Vo =360V(DC);输出满载电流Iomax=8A;谐振频率fr=120kHz;谐振电容Cr=90nF;谐振电感Lr=19.6μH(包括变压器的原边漏感Llk=2.05μH);励磁电感Lm=78.4μH;变压器原副边匝比n 为1.1;切换点输入电压Vin_cross 为400V(DC)。图7(a)和(b)分别给出全桥LLC 谐振变换器在VF模式(250V 输入)和PS 模式(500V 输入)满载时的工作实验波形，分别为：A、B 两点间电压vAB，谐振电感电流iLr，副边整流二极管电压vDR1，副边整流二极管电流iDR1。

　　图8 给出了最高和最低输入电压(500V 和250V)下全负载范围的效率曲线，以及满载(3kW)时全输入电压范围内的效率曲线。图8(b)所示的效率曲线走势是和理论分析是一致的，当变换器工作于切换点400V输入时，其效率最高，越偏离切换点电压其效率越差。实验结果表明变换器在整个输入电压范围内都具有很高的效率，验证了设计及优化方案的有效性。